1、 晶体管射随电路具有较高的输入阻抗和较低的输出阻抗--基极回路电阻的1/1+β(β是晶体管的直流放大系数，也就是三极管规格书中的hFE,BC857AW正常工作时为250)，具有隔离阻抗变换的作用。
2、电流增益很大，Ie=Ib(1+β)。
3、电压增益接近1，输入信号与输出信号同相，大小基本相等，这也是射随名字的由来。
由于射随的这几个特点，我们将其用在例如中放VIDEO输给DECODER，DECODER 的AV OUT等电路，弥补原先器件输出电流小，带载能力不足的缺点，减少后级电路对前级电路的影响,从而达到增强电路的带负载能力和前后级阻抗匹配,射随器同时还可以隔离逆向干扰，一路信号可以通过两个射随分成两路，而不会互相干扰，所以AV OUT，AUDIO OUT也经常使用这个电路。目前我们常用的射随电路根据使用PNP或NPN三极管也有两种形式：
A、PNP
图1
上面这个电路经常用于我们的AV OUT电路。输入信号VIDEO IN波形变高时，三极管截止，VCC通过R1给C1充电；输入信号VIDEO IN波形变低时，三极管导通，C1通过导通的三极管对地放电。
电路形式看似很简单，器件不多，但如果器件使用不当的话，很容易造成输出波形失真：
1、电容C1：
C1在这个电路中起着仅次于三极管的作用。电容的特性直观的说就是会保持电容两端电压不突变，电容量越大，这个阻止电压突变的能力就越强。而通常我们说的通交流隔直流，可以通过这个公式来分析：
电路中电容的容抗Xc=1/2πf C ，其中f为信号的频率，C为电容量的大小。
那么也就是说，当C不变时，频率越高，容抗Xc越小，那么电流越大，信号越容易通过。那么为什么直流会被隔离呢？直流电平，相当于f=0,这时候容抗Xc=无穷大，相当于开路，信号自然无法传送过去了。
当f不变时，C越大，容抗Xc越小，那么电流越大，信号越容易通过。这也就是为什么我们平时在选用电源滤波电容时，用uF级的电容来滤除几十Hz的纹波，而用nF级的电容，来滤除几十kHz的纹波。
（uF×10Hz=nF×10kHz）
再回到图1这个电路，如果C1选用的电容量太小的话，会导致VIDEO信号中高电平稳不住，场同步期间(也就是信号的低电平)的低电平也稳不住。如下图所示，图2为C1=1000uF时VIDEO OUT的波形，信号上部和场同步基本不失真。图3为将C1改为100uF之后的波形，信号上部及场同步头明显失真(我们通常说的摆头)。
图2
图3
为什么电容量的大小会导致这样的信号失真呢？有2种方法可以分析：
方法1：
交流电路中，电容的等效容抗Xc=1/2πf C，那么射随电路的输出口等效电路为：
图4
对于理想电路，Xc=0,Vo= Vo=Vi×R5/( R4+R5)=0.5Vi，我们的实际电路中，如果取C=100uF,这时候Xc=1/2πf C,其中f=50,C=100uF,则Xc=31.84欧，
代入Vo=Vi×R5/(Xc+R4+R5)得：
Vo=75Vi/(31.84+75+75)=0.41Vi，输出波形失真(0.5-0.41)/0.5=17.5%,所以能看到图3中的扭曲失真。
如果我们取C=1000uF,这时候Xc=3.18欧，代入得：
Vo=75Vi/(3.18+75+75)=0.4896Vi,失真只有(0.5-0.4896)/0.5=2%，所以图2中基本看不出失真来。
低频的低电平经过电容后变成：
高频的行开槽信号经过电容后，因频率较高，基本直通，幅度不变：
叠加后最终的输出波形就象图3一样，整个向上扭曲：
方法2：
我们先来看看电容充放电过程：
图5
图5中，电容两端原始电压为U0，之后电容通过负载R放电，
时间t后电容两端电压Uc=U0e-t/RC
充电过程为上面这个过程的逆过程，大家可以自己分析。
将上面这个公式用到下图6后，可以看出，当VIDEO信号过来一个场同步头--低电平Vo时，三极管导通，电容C1通过三极管放电
图6
但如图5，因为C1放电，所以场同步这个低电平Vo无法保持，时间t后Vo的实际电平Vt=Vo e-t/RC
现在如图3，取C=100uF, e=2.71828
t=低电平持续时间=2ms(虽然场同步上还有例如开槽脉冲等信号，但这些信号是高频的，对直流电平不会有影响，所以不用考虑，所以t应该取整个场同步周期，约=1/10场周期=2ms)
R=R4+R5=150
代入后可求得：Vt/Vo=0.878,失真12.2%
如果C=1000uF, Vt/Vo=0.987,失真2.2%
可以看出，用这种方法计算的结果和方法1的结果近似。
2．电阻R1：
下图7为输入亮点信号(为什么用这个信号后面分析)时，VCC=5V，R1=100欧时AV OUT的波形(已带75负载)，输出的信号幅度为562mV，将R1改为470后，如图8所示，同步头不变，但信号幅度只剩下237mV,上面部分的波形都被切掉了：
图7
图8
为什么会有这样的问题？R1该如何取，是否将R1改小就能解决这个问题？分析如下：
例如图7中，AV OUT 波形幅度562mV,那么C1负极的幅度就是562*2=1124mV,也就是说C1负极处的最高电平为1124mV。可以求出达到这个电平瞬间的通过C1电流Ir=U/R=1124/150=7.5mA。
而这个电流Ir也等于此时流过电阻R1的e极电流Ie=(VCC-Ve)/R1，所以(VCC-Ve)/R1=7.5mA，Ve=此时射极的直流电平=直流偏置+1.124V,如果直流偏置为VCC/2的话,R1=1376/7.5=183欧。也就是说R1一定要小于183欧，才能让一个信号幅度562mV的波形不失真的通过。
那么图8中，R1=470欧，假设负载R5上的波形峰峰值为Vpp,那么同上，由Ir=Ie ==> (2Vpp/150)=[(5-2.5-2Vpp)/470],求得Vpp=302mV, 只能让一个信号幅度302mV的波形不失真的通过，而对于标准信号幅度0.7V的VIDEO信号，这个失真就很厉害了。
理论上R1越小，带载能力越强，但一味减小R1的阻值，会导致三极管导通时通过的电流过大，一个加大了功耗，容易烧三极管，一个是三极管的放大系数会随电流Ie的增大而降低：Ie由20mA加大到40mA, Hfe就由160降低到了130。 所以R1不能取太小，这个方法不推荐。那么我们该怎么办呢？答案是：
1、提高VCC
2、改变三极管b极的直流偏置(这点放在下一节分析)
上面的计算中VCC=5V，那我们来看看，如果我们取R1=330欧，VCC增大到9V(Ie=9000/330=27mA)，能通过的Vpp是多少：(2Vpp/150)=[(4.5-2Vpp)/330]，Vpp=0.7V,也就是可以通过信号幅度0.7V的VIDEO信号，已经能满足我们的要求了。而三极管导通时的电流，Vcc=5V,R1=100欧，Ie=50mA,如果Vcc=9V,R1=330欧，Ie=27mA.减小了很多。所以，在视频射随电路中，必须保证VCC>8V。
下面先说说为什么要用亮点信号来做测试：
图9
图10
图9为亮点信号，图10为全白场信号的波形，大家可以看到，图9中0电平基本在钳位黑电平处，那么动态范围要求的最大值差不多就是信号幅度，也就是562mV,而在图10中，0电平已经快接近信号顶部了，对于这个信号的动态范围的要求，只需要大约200mV,动态范围的要求远低于亮点信号。所以大家在看波形失真的时候，一定要使用类似亮点信号这样的图形。
3、直流偏置：
先重申一下几个概念：
对黑电平位置的规定，有2种标准。美国NTSC-M标准中，黑电平定在比同步头后肩高7.5IRE的位置。也就是下图11中0.357V的地方
图11
除了NTSC-M外，PAL、日本的NTSC-J标准中，黑电平定在同步头的后肩上，也就是下图12中0.321V的地方：
图12
也就是图9，图10中标出的示波器箭头1>的位置，表示的是直流0电平的位置，也就是平常我们信号GND处的电平。
信号去掉交流调制后剩下的直流信号的位置。也就是我们通常说的直流偏置。对与通过电容后的交流信号来说，直流电平=0。平时可以用万用表一端接地，一端测量信号处，得到的电压值就是信号的直流电平。
回到我们要讨论的直流偏置：图1中，C2将VIDEO IN隔直，通过R2，R3重新给VIDEO IN一个直流偏置。为了保证动态范围足够，也就是C1正极的直流电平最好= VCC /2。为了保证基极的直流偏置电压稳定，要求流过R2，R3的电流I2，I3要远大于Ib(取Ie的平均值20mA,BC857AW的放大倍数150，Ib=Ie/Hfe=20mA/150=130uA)，I2,I3至少要mA级，就要求R2，R3要尽量小，至少到K欧这一级。
第2节中提到要想增大动态范围，可以改直流偏置，那么，偏置电压该取几V呢？对图1这个PNP电路来说，如果输入的是VIDEO信号，因为e极最低只能到0V(c极是0V，Vec要>0),假设最严格的情况整个VIDEO 连同步头2V的波形都在0电平以下(实际中不可能)，那么e极的直流电平必须>2V,b极则应>2-0.7=1.3V,所以如果是9V Vcc的话，对视频信号来说，R2，R3分压完后在基及的最佳偏置电压应该是1.5V,这样在选择R1值的时候的取大一些，降低电流，降低三极管的功耗。我们来计算一下这时候R1可以增大到多少：
按最大的信号幅度1.4V算(亮点信号，直流电位基本在零电平，有效信号幅度1.4V)，
(1.4V/150)=[9-(2V+1.4V) ]/R1
R1=600欧
由VCC/(R2+R3)=Vb/R3，在VCC=9V时，R2=5×R3，考虑基极电流的影响，可以取R2=5.6K，R3=1K，这时候直流偏置大概是0.13×1+9/(5.6+1)=1.5V。
所以，综上所述，对于VIDEO信号，推荐设置Vcc=9V,R2=5.6K, R3=1K, R1=470欧。
但是，注意这个但是，在音频信号中，由于音频信号是交流的，且幅度可能较大，所以对于音频信号，Vcc必须取9V或以上，e极偏置在Vcc/2=4.5V处，b极就是4.5-0.7=3.8V, 同样可以算出，R2=5.2R3/3.8,可以取R2=2.7K，R3=2K。
所以，对AUDIO信号，推荐设置Vcc=9V, R2=2.7K,R3=2K,R1=4.7K。
4、作为AV OUT电路时输出幅度的调节---R4：
如果射随用在AV OUT电路,因为接收方电路还有一个75欧的对地匹配电阻，因此接受方获得的实际幅度为Vout×75/(R4+75),正常情况下Vout=2Vpp,R4=75欧，接受方Vpp=1V,正好。但如果因为芯片限制或其他原因，Vout偏大或偏小，就可以通过调整R4的大小使接收方最终获得的幅度也为标准的1Vpp.
5、作为AV OUT电路，进行电路验证确认是否会失真时，一定要接上负载看，否则空载没有形成回路看基本都没问题，带载就不行了。
6、是否需要隔直后再偏置？
虽然用在AV OUT时基本上都要用电容C2先隔直再加上偏置电压，但如果是一体化TUNER的VIDEO OUT，它的内部已经有射随电路了，带载能力足够，直流电平为0，因此不需要加射随，可以直接送给后端的DECODER。如果是分离式TUNER+中放，大部分中放电路的输出的VIDEO信号都已经有带上直流偏置(大概在2V左右)，而且它们自带的直流偏置与我们用电容隔直后再加的不同，直流偏置电平是始终锁定在信号黑电平上的，如下图：
图13
图14
图13，图14为射频分别输入全白场(直流电平最高的信号)及亮点信号(直流电平最低的信号)时，中放输出口上的波形，可以看出，信号内容改变，但直流电平不变，都钳在黑电平上。再来看看如果隔直完再偏置：
图15
图16
图15，图16为同样输入全白场及亮点信号时，经过电容隔直再重新偏置到大约1V后的波形，可以看出， 亮点信号的直流偏置基本还是在黑电平上(因为亮度信号有效值很小)，而白场信号的直流偏置处已经接近信号顶端了(黑电平已经沉到-0.8V了)。
这会造成什么影响呢？如果直接将中放输出信号送入射随的三极管，那么我们只需要保证2V的动态范围就足够了(无论输出什么信号，整个信号幅度只有2V)。如果我们将其经过电容隔直再重新偏置，然后送入射随的三极管呢？可以由图15，图16看到，三极管的动态范围基本上要保证零电平以上2V(亮点信号)至零电平以下2V(白场信号)，也就是需要4V的动态范围。这对三极管的动态范围要求高了一倍。因此建议如果用在中放输出电路时，C2，R2，R3可以先布上，如果中放输出已经有直流偏置了，就不需要再画蛇添足，加个跳线跳过，直接送到三极管即可。
7、电容C2
C2作用其实与C1相似，但因为R2//R3之后是K级的，所以C2的电容量大概只需要C1的1/10就够了 ，所以C2可以选择100uF。
B、NPN：
图17
NPN三极管组成的射随电路，输入信号VIDEO IN波形变高时，三极管导通，VCC通过导通的三极管给C1充电；输入信号VIDEO IN波形变低时，三极管截止，C1通过R1对地放电。
对于NPN的射随电路，基本的分析方法和PNP相同，这里就不重复分析了。现在来说说NPN和PNP的选用问题：
选NPN还是PNP电路，理论上的电压增益都是一样的(略小于或等于1)，极性也没有变化。假如输入端有C2隔直，选NPN或是PNP电路并没有差别，也不用考虑电流输出(NPN)或吸入(PNP)的问题。但是象上面说的，中放输给DECODER时常常是没有隔直电容的，这时就要根据输入端的直流偏置来选用了。
另外，由于一般情况下前端输出电路电流输出型的，在无隔直电容的射随电路中，选NPN还是PNP电路是要考虑电流输出或吸入的。但是可以通过在b极对地接一个电阻的办法解决PNP射随器的电流吸入问题。
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